Operasjonsforsterker

En operasjonsforsterker (også kalt op-amp eller op-amp, AO, AOP , ALI eller AIL) er en forsterkningsforsterker med høy forsterkning  : det er en elektronisk forsterker som sterkt forsterker en elektrisk potensialforskjell som er tilstede ved inngangene. Opprinnelig ble AOP-er designet for å utføre matematiske operasjoner i analoge kalkulatorer  : de tillot grunnleggende matematiske operasjoner som tillegg , subtraksjon , integrering , avledning lett å implementere.og andre. Deretter blir operasjonsforsterkeren brukt i mange andre applikasjoner som motorstyring, spenningsregulering, strømkilder eller til og med oscillatorer.

Fysisk består en operasjonsforsterker av transistorer , elektronrør eller andre forsterkerkomponenter. Det finnes ofte i form av en integrert krets .

Den meget store spenningsgevinst åpen sløyfe operasjonsforsterker som gjør det til en komponent som brukes i en rekke forskjellige anvendelser. Noen operasjonsforsterkere, i kraft av egenskapene (stigetid, lav harmonisk forvrengning,  etc. ), er spesialiserte i å forsterke visse typer signaler, for eksempel lyd- eller videosignaler.

Historisk

Vi skylder begrepet Operasjonsforsterker til John R. Ragazzini i 1947. Den opprinnelige oppfinnelsen kommer fra en av hans studenter, Loebe Julie . Operasjonsforsterkere ble opprinnelig utviklet i en tid med elektronrør, da de ble brukt i analoge datamaskiner. For tiden er driftsforsterkere tilgjengelig som integrerte kretser, selv om versjoner som diskrete komponenter brukes til spesifikke applikasjoner.

Den første AOP som var tilgjengelig i store serier var K2-W fra selskapet GAP / R in Januar 1953. På den tiden ble K2-W solgt for rundt tjue amerikanske dollar. Den første integrerte AOP-en som var tilgjengelig i store mengder, på slutten av 1960-tallet, var den bipolare Fairchild μA709 AOP , opprettet av Bob Widlar i 1965. I 1968 ble μA709 erstattet av μA741 som ga bedre ytelse samtidig som den var mer stabil og lettere å bruke. Selv om den tilbyr lignende ytelse til hovedkonkurrenten, LM101 fra National Semiconductor , ble μA741 en standard fordi den hadde intern kompensasjonsevne og dermed gjorde μA741 enklere å bruke enn LM101. Prisen på PDO-er endret seg mye i begynnelsen i løpet av 1960-tallet: i 1963 var forgjengeren til μA709, μA702, verdt mellom $ 150 og $ 350  ( amerikanske dollar ); i 1965 ble µA709 solgt til $ 70  per enhet, men prisen falt raskt og nådde $ 5  i 1967; i 1969 var gjennomsnittsprisen på en PUD $ 2  . På seks år har prisen på PDOer blitt delt med mer enn hundre mens de er mer og mer effektive, robuste og enkle å bruke.

ΜA741 produseres fortsatt i dag, og det har blitt allestedsnærværende innen elektronikk. Flere produsenter produserer en forbedret versjon av denne PUD, gjenkjennelig av "741" til stede i deres navn. Siden da har mer effektive kretsløp blitt utviklet, noen basert på JFETs (sent på 1970-tallet), eller MOSFETs (tidlig på 1980-tallet). De fleste av disse moderne AOP-ene kan erstatte en μA741 i en gammel designkrets for å forbedre ytelsen.

Operasjonsforsterkere er tilgjengelige i standardiserte formater, pinouts og forsyningsspenningsnivåer. Med noen få eksterne komponenter kan de oppnå et bredt utvalg av nyttige funksjoner innen signalbehandling . De fleste standard PDOer koster bare noen få titalls euro, men en diskret eller integrert PDO med ikke-standard, lave produksjonsvolumegenskaper kan koste over $ 100 stykket.

De viktigste produsentene av operasjonsforsterkere er: Analog Devices , Lineær teknologi , Maxim , National Semiconductor , STMicroelectronics og Texas Instruments .

Broaching

En AOP har vanligvis to innganger, to strømpinner og en utgang. Inngangen notert e + sies å være ikke-inverterende mens inngangen e - sies å være inverterende, dette på grunn av deres respektive rolle i inngang / utgangsforholdene til forsterkeren. Den potensielle forskjellen mellom disse to inngangene kalles inngangsforskjellen.

Den positive strømforsyningsstiften som er merket kalles noen ganger , eller V S + . Den negative tilførselsmene som er merket noen ganger kalles , eller V S . Det doblede tegnet som er ved indeksen til bokstaven V, refererer til navnet på pinnen til transistoren som denne strømforsyningen generelt vil være koblet til. Således er de betegnelser og er vanligvis reservert for bipolare Aop'er (C for samleren og E for emitter ), mens betegnelsene og er vanligvis reservert for felteffekt- Aop'er (D for avløp og S for kilde ).

Avhengig av applikasjon kan AOP også utstyres med to spindler for kompensering i tillegg til en spindel for innstilling av frekvenskompensasjon.

Det er AOP-er med differensialutgang. Slike forsterkere har to utgangspinner samt fire strømforsyningspinner for å kunne oppnå galvanisk isolasjon mellom inngangen og utgangen. Disse forsterkerne kalles også "isolasjonsforsterkere".

Perfekt operasjonsforsterker

Begrepet perfekt eller ideell operasjonsforsterker gjør det mulig å resonnere på den teoretiske funksjonen til operasjonsforsterkeren mens den frigjør seg fra parasittiske fenomener og begrensninger som ligger i komponentenes teknologiske virkelighet. Fremgangen siden de første PUDene har en tendens til å nærme seg den perfekte PUD-modellen gjennom konstant forbedring av ytelsen.

Den perfekte operasjonsforsterkeren har uendelig inngangsimpedans, differensialmodusforsterkning, svinghastighet og båndbredde mens den vanlige modusforsterkningen og utgangsimpedansen er null. I tillegg har den ingen forskyvningsspenning eller forspenningsstrøm. I virkeligheten, siden differensialforsterkningen til en operasjonsforsterker varierer sterkt som en funksjon av frekvens, er det vanlig å betrakte den som uendelig for å forenkle beregningene. Det er også mulig å vurdere forsterkningen til en operasjonsforsterker som den som er til en ren integrator for å tilnærme seg den virkelige oppførselen til forsterkeren.

Disse egenskapene gjenspeiler det faktum at den perfekte operasjonsforsterkeren ikke forstyrrer signalet som den vil forsterke, og at utgangsspenningen bare avhenger av spenningsforskjellen mellom de to inngangene.

Tilstedeværelsen av en uendelig differensialforsterkning innebærer at den minste potensielle forskjellen mellom forsterkerens to innganger vil føre til at den mettes. Hvis du ikke vil at forsterkerens utgangsspenning bare skal være begrenset til ± V sat, avhengig av tegnet på potensialforskjellen mellom de to forsterkerinngangene, er bruk av negativ tilbakemelding obligatorisk.

Tilbakemeldingen på den inverterende inngangen (eller den negative tilbakemeldingen) til en AOP gjør det mulig å trekke en del av utgangssignalet fra inngangssignalet til forsterkeren. Takket være denne subtraksjonen gjør den negative tilbakemeldingen det mulig å holde null potensialforskjell ved inngangen til forsterkeren. Vi snakker da om lineær modus fordi vi kan variere utgangsspenningen mellom + V sat og - V sat i henhold til spenningen som brukes på inngangen til forsterkeren. Fraværet av tilbakemelding eller tilbakemelding på den ikke-inverterende inngangen (eller positive tilbakemeldingen) til AOP vil bringe forsterkeren til positiv eller negativ metning, avhengig av signalet som blir brukt på inngangen. Vi snakker da om komparatormodus (eller mettet).

Lineær modus - Bruk på en ikke-inverterende forsterker

For denne studien betraktes operasjonsforsterkeren som perfekt og fungerer i "lineær modus" fordi den bruker tilbakemelding på den inverterende inngangen til AOP. Tilbakemeldingen på den inverterende inngangen gjør det mulig å utføre en negativ tilbakemelding: enhver økning i utgangsspenningen vil redusere inngangsdifferensialspenningen til AOP. Dermed holdes spenningsforskjellen mellom de to inngangene til forsterkeren på null. I tillegg, da inngangsimpedansen er uendelig, strømmer ingen strøm gjennom disse inngangene. Spenningen V e blir derfor finnes på utgangen av det ubelastede spenningsdeler bro dannet av R 2 og R 1 .

Vi får da:

og så :

Mettet modus - Søknad til en ikke-inverterende to-terskel-komparator

For denne studien vil vi vurdere at operasjonsforsterkeren som brukes er perfekt, og at den fungerer i "komparatormodus" fordi den bruker tilbakemelding på den ikke-inverterende inngangen til AOP. Tilbakemeldingen på den ikke-inverterende inngangen gjør det mulig å utføre en positiv tilbakemelding: Enhver økning i utgangsspenningen vil øke inngangsdifferensialspenningen til AOP. Den differensialforsterkerens forsterkning blir uendelig, vil utgangsspenningen V s kan bare være lik + V cc eller -V cc avhengig av fortegnet av differansespenningen V diff .

Spenningen V e , avbryter den differensialspenning V diff , er derfor verdt å:

Avhengig av fortegnet for V s , kan vi definere en positiv svitsjespenning V T + passerer utgangssignalet V s fra -V CC til + V cc , og en negativ svitsjespenning V T - passerer V s fra + V cc ved -V likestrøm  :

Positiv koblingsspenning : Negativ koblingsspenning: T for terskel , som betyr terskel.

Ekte operasjonsforsterker

Selv om den perfekte AOP-modellen kan beregne overføringsfunksjonen og forstå de fleste AOP-baserte oppsett, har faktiske AOP-er en rekke begrensninger sammenlignet med denne modellen.

AOP har følgende feil: tilstedeværelse av en inngangsforskyvning, innflytelse av vanlig modus spenning (aritmetisk gjennomsnitt av spenningene til de to inngangene) på utgangsspenningen, ikke-null utgangsimpedans, ikke-uendelig inngangsimpedans og variasjon i forsterkning som en funksjon av frekvens. I tillegg kan utgangsspenningen påvirkes av variasjoner i forsyningsspenningen og har en begrenset svinghastighet .

Differensial og vanlig modusforsterkning

Differensialforsterkningen G diff for en reell AOP er endelig og varierer som en funksjon av frekvensen. For en kompensert AOP kan variasjonen i frekvens for differensialforsterkningen assimileres med den for et første ordens lavpasningssystem med forsterkningsbåndbreddeproduktet er konstant:

Med G 0 kontinuerlig forsterkning og f en , grensefrekvensen ved 3 dB . Forsterkningen G 0 ligger generelt mellom 100 og 130  dB for en presisjons AOP og mellom 60 og 70  dB for en rask AOP. For applikasjoner som krever større båndbredde, er det underkompenserte eller sjeldnere ukompenserte AOP-er. For disse forsterkerne spesifiserer produsenten den minste forsterkningen som AOP forblir ubetinget stabil for (for mer informasjon, se avsnittet om frekvenskompensasjon ).

Utgangsspenningen til en AOP avhenger ikke bare av spenningsforskjellen mellom disse to inngangene, den avhenger også av gjennomsnittet av disse to inngangene (eller vanlig modus spenning). Inngang / utgang-forholdet til en PDO er etablert som følger:

Med G mc , forsterkningen i vanlig modus. For å definere forsterkerens kapasitet til å avvise felles modus, definerer vi felles modus avvisningshastighet (TRMC):

Den kontinuerlige TRMC varierer mellom 70 og 130  dB avhengig av forsterkeren, men den avtar kraftig med økende frekvens og er også avhengig av forsyningsspenninger.

Inngangs- og utgangsimpedanser

Inngangsimpedansen til en AOP skyldes dens inngangstransistorer. Inngangen til en AOP kan modelleres av tre motstander: to fellesmodusmotstander og en differensialmotstand. Fellesmodusmotstandene er koblet mellom en av de to inngangene og null mens differensialmotstanden er ordnet mellom de to differensialinngangene. Disse motstander har verdier mellom 10 5 og 10 12 Ω avhengig av teknologien for transistorene som anvendes.

I tillegg er det en kondensator parallelt med hver av disse motstandene, hvis verdi kan variere fra noen få pico Farad til 25  pF . Disse kondensatorene slipper inngangsimpedansen til høyfrekvensforsterkeren. Bruken av en tilbakemeldingssløyfe multipliserer inngangsimpedansen med forsterkningen, slik at denne sløyfen gjør det mulig å redusere effekten av disse kondensatorene på forsterkningen ved høy frekvens. Ettersom kilder også har parasittiske kapasitanser som forårsaker at deres høyfrekvente impedanser synker, kan effekten av inngangsimpedansen til en AOP, levert av en lav motstandskilde, på systemet generelt bli neglisjert.

For Aop'er ved hjelp av strømtilbakekopling, kan impedansen for den ikke-inverterende inngang også modelleres med en motstand på mellom 10 5 og 10 9  Ω i parallell med en kondensator. Den inverterende inngangen kan modelleres på sin side av en reaktiv belastning (kondensator eller induktor i henhold til AOP) i serie med en motstand mellom 10 og 100  Ω .

Utgangsimpedansen, bemerket R S , av en AOP er ikke null. Det er mellom 50  Ω og 200  Ω . Denne utgangsimpedansen resulterer i et fall i utgangsspenningen når belastningsstrømmen øker. I en samling som bruker tilbakemelding, deles utgangsimpedansen med tilbakemeldingsløyfens forsterkning, som gjør at den kan bringes tilbake til en verdi nær ideal null.

Offset spenning og inngangsstrømmer

Når en op-amp ikke mottar noe signal ved inngangene (når inngangene begge er nullstilt), er det vanligvis en likestrøm som skifter utgangsspenningen fra null. Dette skiftet (eller forskyvningen ) kommer fra to fenomener: egen offset-spenning til de interne kretsene til PDO-en, og påvirkningen av forspenningsstrømmene til differensialparet inngangstransistorer til den eksterne kretsen til 'et annet sted.

Offset-spenningen representerer spenningsforskjellen som skal påføres mellom de to inngangene til en åpen sløyfe AOP, når en av inngangene er koblet til null, for å ha en null-utgangsspenning. Denne forskyvningsspenningen kan vises i serie med den ikke-inverterende eller inverterende inngangen.

Denne feilen oppstår fra teknologiske mangler ved operasjonsforsterkeren. De resulterer i en spenningsubalanse, for eksempel knyttet til asymmetriene til V BE av transistorer av differensialinngangstrinnet i en AOP med bipolare transistorer. Andre ufullkommenheter, som asymmetri i forsterkning og interne komponenter, bidrar til årsakene til denne ubalansen. Faktisk kan utgangsfeilen skrives som produktet av forsterkningen av inngangsforskyvningsspenningen pluss offset-spenningen til utgangsforsterkeren. Avhengig av samlingen av AOP og ønsket forsterkning, vil feilen i inngangstrinnet eller på utgangstrinnet være overveiende. I en måleforsterker kan forsterkningen være stor, noe som gjør feilen på grunn av inngangstrinnet dominerende. Ved oppsett med lav forsterkning, bør utgangstrinnets offset-spenning tas i betraktning. Presisjonsforsterkerne er laserjustert for å begrense denne forskyvningen. Noen forsterkere tilbyr også å avbryte forskyvning ved å bruke et eksternt potensiometer.

For standard AOP er offset-spenningen mellom 50 og 500  µV , men det varierer fra 1  µV for forsterkere av chopper til 50  mV for mindre gode CMOS AOP. Generelt er bipolare AOP-er de som tilbyr de laveste forskyvningsspenningene, spesielt når transistorene til inngangsdifferensialtrinnet passer perfekt. Offset-spenningen er temperaturavhengig. Dette er et viktig kriterium som påvirker utførelsen til forsamlinger, spesielt integratorer. Avhengig av AOP-modellene, varierer det fra noen titalls µV / ° C for klassiske AOP-er til 0,1  µV / ° C for presisjons-AOP-er. Påvirkningen av aldring på forskyvningsspenningen må også tas i betraktning når det gjelder presisjonsenheter.

Strømmene som strømmer gjennom hver av inngangene til AOP når det ikke påføres noe signal til den kommer fra forspenningsstrømmene til inngangstransistorene. Vi definerer en forspenningsstrøm som er gjennomsnittet mellom forspenningsstrømmene som strømmer gjennom de to inngangene og en forskjøvet strøm kalt "forskjøvet strøm" som er forskjellen mellom forspenningsstrømmene som strømmer gjennom de to inngangene. Forspenningsstrømmen kan variere fra 60  fA til flere µA. Offsetstrømmen er også avhengig av temperaturen. Det kan variere fra noen titalls nA / ° C til noen få pA / ° C, eller til og med lavere verdier.

Feiehastighet

Den skannehastigheten (eller slew rate ) er den maksimale endringstakten for spenningen som kan produsere en forsterker. Når endringshastigheten til utgangssignalet til en forsterker er større enn dens svinghastighet, er utgangsspenningen en skråningslinje .

.

Skannehastigheten uttrykkes i V / µs.

I en AOP avhenger svinghastigheten vanligvis av den maksimale strømmen som differensieltrinnet kan levere. Differensialtrinnet forsyner spenningsforsterkningstrinnet med en strøm som er proporsjonal med spenningsforskjellen mellom de to inngangene. Denne strømmen brukes hovedsakelig til å lade den interne kompensasjonskondensatoren C som er tilstede i spenningsforsterkningstrinnet. Strøm / spenningsforholdet er da en kondensator:

Den maksimale strømmen som inngangstrinnet kan gi er lik dobbelt så stor forspenningsstrømmen som strømmer gjennom samleren til en av inngangstransistorene, kan dreiehastigheten oppnås som følger:

For en µA741 er forspenningsstrømmen = 10  µA og den interne kompensasjonskapasitansen C = 30  pF som gir en skannehastighet på 0,67  V / µS og er i samsvar med det som kan måles. Hvis AOP ikke har en kompensasjonskapasitet, bestemmes slew-rate av de parasittiske kapasitetene internt i AOP. Slike AOP-er har en svinghastighet og større båndbredde enn kompenserte AOP-er, men de er ikke stabile når de brukes som følger .

De hurtigfrekvenskompenserte BiFET AOP-ene, TL071 - TL081-serien og derivater, har høyere svinghastigheter i størrelsesorden 10 til 20  V / µs .

Kjennetegn

Typiske kjennetegn ved noen BUD
Eiendom Order of
magnitude 		Bipolar
(LM741)		 BiFET
(TL081)		 Bimos
(CA3140)		 Cmos
(LMC6035)
Forsterkning A diff = V s / (V + -V - ) > 10 5 2 * 10 5 2 * 10 5 10 5 10 6
Gain G diff = 20.log (A diff ) > 100 106 106 100 120
Inngangsimpedans Re (Ω) > 10 5 2 * 10 6 10 12 1,5 * 10 12 > 10 13
Rs utgangsimpedans (Ω) <200 75 100 60
Avskjæringsfrekvens f1 10  Hz ~ 20  Hz
Lekkasjestrømmer I + , I- <500 nA 80 nA 30 pA 10 pA 0,02 pA
Offset spenning Voff (mV) <10 1 3 8 0,5
TRMC G diff / G mc (dB) > 70 90 86 90 96
Støyspenning (nV / ) 18 40 27

Inngangskompensasjon

Polarisasjonsstrøm

Biasstrømmer (bemerket og i figuren motsatt) skaper et spenningsfall over kretskomponentene, og skaper dermed en offset-spenning. Det er mulig å redusere denne offset-spenning ved å sette inn mellom null og den ikke-inverterende inngang en motstand R 3 på den samme verdi som den tilsvarende motstand i kretsen sett fra den inverterende inngang. På denne måten opprettes et ekvivalent spenningsfall mellom de to inngangene til AOP.

Demonstrasjon for en inverterende forsterker

Vi prøver å avbryte forskyvningen som er forårsaket av forspenningsstrømmer. For dette er det etablerte forhold mellom utgangsspenningen V S i fravær av et inngangssignal og forspenningsstrømmer og . For det uttrykker man i henhold til parametrene til kretsen:

Deretter uttrykker vi V S takket være forrige uttrykk:

Hvis vi antar at differensialforsterkningen er stor nok til å forsømme differensialspenningen foran , kan vi skrive = og koble direkte til  :

Ved å velge R 3 = R 1 R 2 , er effekten av forspenningsstrømmer minimalisert.

Offset spenning

Offset-spenningen forsterkes direkte av enheten. Således vil en AOP med en forskyvning på 10  mV som brukes i en enhet med en spenningsforsterkning på 100, ha en forskyvning på 1  V ved utgangen. På AOP-er med null-innstilling kan denne forskyvningen overstyres ved å koble et potensiometer til de aktuelle pinnene. Hvis AOP ikke er utstyrt med null justeringspinner (spesielt tilfellet med bokser som integrerer flere AOP), er det da nødvendig å gå gjennom en ekstern enhet for å avbryte denne forskyvningen. Denne metoden gjør det også mulig å overvinne forskjellene i offsetjusteringsmodus gitt av produsentene i henhold til AOP-typer, og dermed forbedre utskiftbarhet.

Uansett hvilken kompensasjonsmetode som er valgt, varierer den for en AOP med temperaturen, og visse metoder kan øke denne variasjonen, eller til og med avbryte den.

Frekvenskompensasjon

Hvert trinn i en forsterker har en utgangsmotstand og en inngangskapasitans. Dermed oppfører hvert trinn i en forsterker seg som et førsteordens lavpasfilter for forgjengeren. Dette forklarer variasjonene i forsterkning og fase som en funksjon av frekvens i en AOP. Ettersom AOP-er generelt består av minst tre forsterkningstrinn, oppfører de seg i en åpen sløyfe som et tredje-ordens lavpasfilter. Imidlertid er den kontinuerlige forsterkningen i en AOP slik at forsterkeren fremdeles har en åpen sløyfeforsterkning større enn 1 når faseforskyvningen er 180 °, noe som kan utgjøre problemer med stabilitet under bruk i lukket sløyfe.

For at forsterkeren skal være stabil selv når den brukes som en tilhenger, blir ytelsen til de fleste AOP-er redusert ved å legge til en kondensator inne i AOP for å sikre tilstrekkelig fasemargin. Slike forsterkere er ubetinget stabile, men ytelsen deres er ikke nødvendigvis tilstrekkelig for alle applikasjoner.

For applikasjoner som krever et større gain-to-band-produkt, er det ukompenserte eller underkompenserte AOP-er som gir bedre ytelse, men i dette tilfellet er det opp til kretsdesigneren å utføre en ekstern kompensasjon eller ikke, slik at forsterkeren er stabil for søknaden.

Tilbakemelding

Tilbakemeldingen trekker fra inngangssignalet et redusert bilde av utgangssignalet før det forsterkes. Hovedeffekten er å redusere forsterkningen av systemet. Imidlertid blir forsterkerforvrengninger også trukket fra inngangssignalet. På denne måten forsterker forsterkeren et redusert og invertert bilde av forvrengningene, som gjør det mulig å redusere hastigheten derav, å linjere spenning / frekvensresponskurven og øke passbåndet. Tilbakemeldingen gjør det også mulig å kompensere for termisk drift eller komponenters ikke-linearitet. Tilbakemelding brukes også til å definere forsterkningen så vel som båndbredden og mange andre parametere til en forsterkerenhet.

Det er to typer tilbakemeldinger: spenningstilbakemelding og strømtilbakemelding. Forsterkere som bruker strømtilbakemelding kalles også "transimpedansforsterker", men dette begrepet brukes også for strøm til spenningsomformere som kan bruke strømtilbakemeldingsforsterker eller spenningstilbakemeldingsforsterker.

Det første patentet på nåværende tilbakemeldingsforsterkere ble arkivert i 1983 av David Nelson og Kenneth Saller. Før denne datoen brukte alle forsterkere spenningsfeedback. Bruk av nåværende tilbakemelding gir raskere AOP-er som genererer mindre forvrengning. Den viktigste ulempen med gjeldende tilbakemeldingsforsterkere er at de har en større offset-spenning enn deres kolleger for spenningsfeedback. Denne feilen gjør dem mindre egnet for produksjon av forsterkere med høy forsterkning eller instrumentasjonsforsterkere .

AOP-er som bruker nåværende tilbakemelding, er alle bipolare forsterkere. Etter design har de en høy inngangsimpedans for den ikke-inverterende inngangen og en lav impedans for den inverterende inngangen (den som primært brukes som signalinngang i forsterkeroppsett). For nåværende tilbakemeldingsforsterkere måles forsterkningen med åpen sløyfe i ohm og ikke lenger i V / V som for standard AOP. Den lave impedansen til den ikke-inverterende inngangen resulterer også i høy immunitet mot parasittstøy i forsterkerkretsene.

Intern funksjon

AOP-er består vanligvis av minst tre trinn: et differensielt trinn (i gult på figuren), ett eller flere spenningsforsterkningstrinn (i oransje) og en spenningsbuffer (i blått). Differensialinngangstrinnet består vanligvis av et differensialpar. Den gir differensialforsterkningen mellom de to inngangene, så vel som den høye inngangsimpedansen. Differensieltrinnet kan omfatte et system for å kompensere polarisasjonsstrømmene. I dette tilfellet er basen til hver inngangstransistor koblet til samleren til en transistor som deretter tilfører strømmen som er nødvendig for polarisering av inngangsdifferensialparet. Forsterkningstrinnet er generelt en høy forsterkning, klasse A forsterker . Kapasitansen som er tilstede i spenningsforsterkningstrinnet gjør det mulig å utføre frekvenskompensasjonen. Spenningsbufferen, som fungerer som et utgangstrinn, har en spenningsforsterkning på en. Det gjør at forsterkeren kan levere høye utgangsstrømmer med lav utgangsimpedans. Den inkluderer også strømbegrensninger samt kortslutningsbeskyttelse.

Eksempel på internt diagram: 741

I blått er differensialinngangstrinnet, i rødt gjeldende speil, i cyan utgangstrinnet, i magenta spenningsforsterkningstrinnet og i grønt forspenningsenheten til utgangstrinnet.

Nåværende kilder

De tre delene av diagrammet sirklet i rødt er gjeldende speil. Et nåværende speil er en elektronisk samling som består av to transistorer. Begrepet nåværende speil kommer fra det faktum at hver av disse to transistorene krysses av den samme strømmen uansett spenning ved terminalene.

Det nåværende speilet dannet av Q 10 og Q 11 er et “Widlar current mirror”. Tilstedeværelsen av 5  kΩ motstanden gjør det mulig å redusere strømmen som går gjennom Q 10 sammenlignet med den som går gjennom Q 11 .

De nåværende speilene dannet av Q 10- Q 11 og Q 12- Q 13 gjør det mulig for transistorene Q 11 og Q 12 å krysse av en strøm som bare er koblet til den som går gjennom motstanden på 39  kΩ og at uansett spenning ved terminalene. Strømmen som strømmer gjennom motstanden på 39  kΩ avhenger bare av forsyningsspenningen til AOP, transistorene Q 10 og Q 13 oppfører seg derfor som strømkilder med hensyn til den delen av enheten de er festet til.

Differensialstadiet

Differensialinngangstrinnet til denne forsterkeren er sirklet i blått i figuren ovenfor. Transistorene Q 1 til Q 4 danner inngangsdifferensialforsterkeren. Inngangene til dette trinnet er laget på basene til transistorene Q 1 og Q 2 . Den ikke-inverterende inngangen er laget på basis av transistoren Q 1 mens den inverterende inngangen er laget på basis av transistoren Q 2 .

Den strøm som leveres av transistoren Q- 8 som er uavhengig av spenningen på dets terminaler, fungerer den som en strømkilde for den differensielle paret dannet av transistorene Q 3 og Q- 4 , polarisasjonen som er den felles basistypen. Transistorene Q 1 og Q 2 utfører en impedanstilpasning (polarisering i emitterfølger eller til og med felles kollektor ) for å minimere polarisasjonsstrømmene tatt fra inngangene til forsterkeren. Bruken av en strømkilde som en belastning med et differensialpar, gjør det mulig å forbedre avvisningshastigheten for den vanlige modusen for enheten.

Transistorene Q 5 og Q 6 danner et gjeldende speil. Bruken av et nåværende speil gjør det mulig å sikre at de to grenene av differensialforsterkeren krysses av den samme forspenningsstrømmen. Transistoren Q 7 gjør det mulig å øke ytelsen i strømspeil ved å redusere den strøm som trekkes ved Q 3 for å forsyne basene til transistorene Q 5 og Q- 6 .

Spenningsforsterkningstrinnet

Forsterkningstrinnet til denne forsterkeren er sirklet i magenta i figuren ovenfor. Den består av transistorer Q 15 og Q 19 montert i “ Darlington  ” -konfigurasjon  . Denne forsterkeren fungerer i klasse A for å forsterke signalet som kommer fra differensieltrinnet med minst mulig forvrengning. Kondensatoren på 30  pF gjør det mulig å utføre en lokal tilbakemelding ved terminalene på spenningsforsterkningstrinnet og dermed sikre AOP-frekvenskompensasjonen.

Utgangstrinnet

Utgangseffektstrinnet er sirkulert i cyan i figuren ovenfor. Den består av en klasse AB push-pull (Q 14 og Q 20 ). Push-pull- polarisasjonen er gitt av V BE- multiplikatoren sirklet i grønt på figuren.

25 Ω motstanden  fungerer som en strømprobe for utgangsstrømmen gjennom transistoren Q 14 . Spenningen over denne motstanden styrer direkte transistoren Q 17 . Dermed er spenningen over 25 Ω motstanden  begrenset til "terskelen" base-emitter spenningen til transistoren (ca. 0,6  V ved 20  ° C ). Når denne spenningen er nådd, går transistoren Q 17 i ledning, og begrenser således basestrømmen til transistoren Q 14 og derfor utgangsstrømmen. For en maksimal basissenderspenning på 0,6  V er utgangsstrømmen begrenset til 25  mA . Begrensningen av strømmen gjennom Q 20 bruker samme prinsipp som transistoren Q 14 . Det gjøres gjennom base-emitter-spenningen til transistoren Q 14 , emitter-kollektorspenningen til transistoren Q 16 og 50 Ω motstanden  .

Motstandene 25  Ω og 50  Ω koblet til emitteren til transistorene Q 14 og Q 20 gjør det også mulig å unngå deres termiske rømning. Jo mer temperaturen til en bipolar transistor øker, jo mer øker den nåværende forsterkningen β. Denne økningen i β resulterer i en økning i strømmen som strømmer gjennom transistoren og derfor en økning i temperaturen til komponenten, som igjen vil øke strømmen som strømmer gjennom transistoren og så videre til den siste mislykkes. Monteringen beskrevet ovenfor gjør det i stor grad mulig å unngå dette. I driftssonen der, for eksempel for Q 14 , Q 17 trer i ledning, oppfører det siste trinnet seg som en konstant strømgenerator (25  mA i eksemplet), og begrenser den spredte effekten til utgangstransistoren. Det er det samme for Q 20 .

applikasjoner

AOP er en komponent som er veldig til stede i analoge samlinger:

  • realisering av aktive filtre  : AOP-baserte filtre gjør det mulig å oppnå større presisjon enn passive filtre  ;
  • signalforsterkning: AOP er grunnlaget for mange diagrammer som tillater kondisjonering av sensorene, man snakker da om instrumentfeltet  ;
  • utføre analoge beregninger: til tross for fremskritt innen digital prosessering, brukes AOP fremdeles til å utføre analoge beregninger: addisjon / subtraksjon, forsterkning, multiplikasjon, integrasjon / avledning. Den kan for eksempel brukes i automatisk modus for å realisere slaver, PID-regulatorer ,  etc.

Merknader og referanser

  1. Denne forkortelsen skal brukes ofte i artikkelen.
  2. For integrert lineær forsterker.
  3. For lineær integrert forsterker.
  4. (in) Analog Devices Application Note 106  : A Collection of Amp Applications [PDF] .
  5. (no) Nasjonale halvledere AN-20  : En applikasjonsveiledning for op-forsterkere [PDF] på side 5-15.
  6. (no) Nasjonale halvledere AN-30  : Loggkonvertere [PDF] .
  7. (in) Texas Instruments Handbook of operation amplifier applications [PDF] , side 87-81: "  Additional Circuits  ".
  8. "  Som en forsterker slik forbundet kan utføre matematiske aritmetiske operasjoner og calculus på de spenninger som påtrykkes dens inngang, er det følgende betegnet en" operasjonsforsterker "  " , Analyse av problemer i dynamikk av elektroniske kretser, Proceedings of the IRE , vol .  35, mai 1947, s.  444 .
  9. (in) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004, 878  s. ( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , “  Op Amp History - Vacuum tubes Op Amps  ” , s.  779: "  Navngi Op Amp  ".
  10. "  Operasjonsforsterker - hundre bekymringer  ", på hundred-worries.com (åpnet 9. februar 2020 ) .
  11. GAP / R er forkortelsen til George A. Philbrick Researches fra navnet til grunnleggeren av selskapet: George A. Philbrick.
  12. (en) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , “  Op Amp History - Vacuum tubes Op Amps  ” , s.  783-783: George Philbrick og GAP / R.
  13. For informasjon: K2-W dataark på nasjonale nettstedet .
  14. (in) Ron Mancini , Op ampere for alle: referanse design , Amsterdam Boston, Newnes,2003, 2 nd  ed. , 400  s. ( ISBN  978-0-7506-7701-1 , OCLC  249295147 , les online ) , s.  1-3.
  15. (en) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , “  Op Amp History - IC Op Amps  ” , s.  808-909: "  µA741  ".
  16. Tales of the Continuum: A Subsampled History of Analog Circuits , Thomas H. Lee, oktober 2007.
  17. Patrick Aldebert, ingeniørteknikkfil E320  : "Low level amplifiers". Avsnitt: "For å finne ut mer", 02-2002.
  18. Elektroteknisk ordliste Definisjon for Vcc på maksimalsiden .
  19. (en) Ron Mancini, Op Amps for Everyone , Newnes,2003( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 , leses online ) , "3.1 Ideal Op Amp Antagelser  ".
  20. (en) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , “1-1: introduksjon  ” , s.  6: "  Ideal Op Amp Attributter  ".
  21. (i) John Irvine Smith, Modern Operational Circuit Design , Wiley ,1972( ISBN  0-471-80194-1 og 978-0471801948 ) , "Kap. I: The Unity-Gain Invertor  ".
  22. (in) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 , leses online ) , “  Bas Amp Basics - Op Amps Specifications  ” , s.  68-70: "  Frequency Response - Voltage Feedback Op Amp, Gain-Bandwidth Product  ".
  23. (en) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , s.  59: "  Inngangsimpedans  ".
  24. (en) Jerald G. Graeme, Applications of Operational Amplifiers: Third Generation Techniques (The BB electronics series) , Mcgraw-Hill,1973, 233  s. ( ISBN  0-07-023890-1 og 978-0070238909 ) , s.  35-36: "  Økende inngangsimpedans  ".
  25. (i) David F. Stout og Milton Kaufman, håndbok for operasjonsforsterkerkretsdesign , McGraw-Hill,1976( ISBN  0-07-061797-X og 978-0070617971 ) , s.  2-12: "  Inngangsmotstand  ".
  26. Ideelt sett er denne motstanden null.
  27. (in) Ron Mancini, Op Amps for Everyone: Design Reference , Newnes,2003, 377  s. ( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 ) , s.  160: "  Utgangsimpedans  ".
  28. JFGazin, CIL Søknad Håndbok - Operasjonsforsterkere , t.  Jeg , Thomson-Sescosem, s.  27 .
  29. (in) Ron Mancini, Op Amps for Everyone , Newnes,2003, 377  s. ( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 ) , “11.3.1 Input offset voltage  ”.
  30. (en) Ron Mancini, Op Amps for Everyone: Design Reference , Newnes,2003, 377  s. ( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 ) , s.  51: "  Input Offset Voltage Vos  ".
  31. OP177 datablad , analoge enheter [PDF] ].
  32. (in) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 ) , “  Bas Amp Basics - Op Amps Specifications  ” , s.  55-57: “  Input Bias Current, Ib  ”.
  33. (no) National Semiconductors applikasjonsnotat A  : The Monolithic Operational Amplifier: A Tutorial Study [PDF] .
  34. (en) Ron Mancini, Op Amps for Everyone: Design Reference , Newnes,2003, 377  s. ( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 ) , s.  162: "  Slew Rate at Unity Gain  ".
  35. µA741 Dataark for generelle formål for operasjonsforsterker (Texas) .
  36. LM741 Dataark for operasjonsforsterker (Intersil) .
  37. Begrepet BiFET refererer til en AOP som bruker JFET-transistorer som inngangs- og bipolare transistorer andre steder.
  38. TL081 Dataark (Texas) .
  39. CA3140 Dataark (Intersil) .
  40. LMC6035 datablad (Texas) .
  41. For en kompensert PUD.
  42. ved 1  kHz .
  43. (in) Jerald G. Graeme, Applications of Operational Amplifiers: Third Generation Technology (electronics The BB series) , McGraw-Hill,1973, 233  s. ( ISBN  0-07-023890-1 og 978-0070238909 ) , s.  3-6: "  Drifteffekt av nullstilling av offset-spenning  ".
  44. (in) Jerald G. Graeme, Applications of Operational Amplifiers: Third Generation Technology (electronics The BB series) , McGraw-Hill,1973, 233  s. ( ISBN  0-07-023890-1 og 978-0070238909 ) , s.  6-12: "  Null teknikk uten driveffekt  ".
  45. (en) Albert Paul Malvino, David J. Bates, elektroniske prinsipper , McGraw-Hill Science,2006, 1116  s. ( ISBN  0-07-322277-1 og 0071108467 ) , "18-1: Introduction to Op Amps  " .
  46. (no) US patent 4 502 020 .
  47. JFGazin, CIL Søknad Håndbok - Operasjonsforsterkere , t.  Jeg , Thomson-Sescosem, s.  120 .
  48. Michel girard, Operational Amplifiers , vol.  1: Presentasjon, idealisering, studiemetode, Auckland / Bogota / Paris, McGraw-Hill,1989, 198  s. ( ISBN  2-7042-1194-9 ) , s.  89-91: Operasjonsforsterkeren 741.

Bibliografi

Dokument brukt til å skrive artikkelen : dokument brukt som kilde til denne artikkelen.

På fransk

  • JF Gazin, CIL Applications Manual - Operasjonsforsterkere , t.  Jeg, Thomson-Sescosem,1971Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • Michel Girard, operasjonelle forsterkere , vol.  1: Presentasjon, idealisering, studiemetode, Auckland / Bogota / Paris, McGraw-Hill,1989, 198  s. ( ISBN  2-7042-1194-9 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • Michel Girard, Operational Amplifiers , vol.  2: teknologi, funksjon, bruk , Auckland / Bogota / Paris, McGraw-Hill,1989, 198  s. ( ISBN  2-7042-1186-8 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • Paul Horowitz og Winfield Hill ( overs.  Fra engelsk), traktat om analog og digital elektronikk ["  The Art of Electronics  "], vol.  1: Analoge teknikker , Nieppe, Publitronic,1996, 538  s. ( ISBN  2-86661-070-9 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • Tran Tien Lang , Analog elektronikk av integrerte kretsløp , Paris / Milan / Barcelona, ​​Masson,1997, 396  s. ( ISBN  2-225-85306-1 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • Paul Albert Malvino, David J. Bates, elektroniske prinsipper ["Elektroniske prinsipper"], Dunod ,2002( ISBN  2-10-005810-X ) 6 th  edition (oversettelse av 6 th  utgaven av den engelske boken) Dokument brukt til å skrive artikkelen

På engelsk

  • (no) Jerald G. Graeme, Applications of Operational Amplifiers: Third Generation Techniques (The Burr-Brown electronics series) , Mcgraw-Hill,1973, 233  s. ( ISBN  0-07-023890-1 og 978-0070238909 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • (no) Jerald G. Graeme, Designing With Operational Amplifiers: Applications Alternatives (The Burr-Brown electronics series) , Mcgraw-Hill,1976, 269  s. ( ISBN  0-07-023891-X og 978-0070238916 )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • (en) Ron Mancini, Op Amps for Everyone , Newnes,2003( ISBN  0-7506-7701-5 og 978-0750677011 , les online )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • (en) Walt Jung, Op Amp Applications Handbook , Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 og 978-0750678445 , les online )Dokument brukt til å skrive artikkelen
  • (en) Albert Paul Malvino, David J. Bates, elektroniske prinsipper , McGraw-Hill Science,2006, 1116  s. ( ISBN  0-07-322277-1 og 0071108467 )syvende utgave Dokument brukt til å skrive artikkelen

Vedlegg

Relaterte artikler

Eksterne linker